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輸出高壓的小型升壓轉換器_汽車電子/供電電路
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輸出高壓的小型升壓轉換器_汽車電子/供電電路

作者:   發布日期:2016-07-19 18:50   信息來源://www.etljv.com/

     有很多器件需要高壓電源,如雪崩二極管(APD)的偏置電源、壓電傳感器(PZT)、真空熒光屏(VFD)以及微機電系統(MEMS)等。本應用筆記先容了三種從低輸進電壓產生高壓輸出的結構(圖1a、圖1b圖1c)。下面將針對其功率密度和電路尺寸,分別討論這些結構的優點和缺點。在應用筆記結尾部分,列舉了一些實驗數據,以對比基于變壓器和基于電感的解決方案。

圖1a-1c. 從低輸進電壓產生高壓輸出的高壓DC-DC轉換器的三種結構
圖1a-1c. 從低輸進電壓產生高壓輸出的高壓DC-DC轉換器的三種結構

在很多APD應用(75V)中,高壓偏置電源要求從3V電源產生。這種需求將面臨以下難點: 高壓MOSFET在3V低壓柵極驅動下無法工作。 高壓MOSFET較大的漏源電容需要消耗電感中的能量,將其漏極電壓提升至輸出電壓。導致的能損會高達1/2 fswitch×CDSVOUT 2。 高壓MOSFET比低電壓型號的體積更大、價格更高。在開關電源IC中,很少具有內置的高壓功率MOSFET。 極端情況下的占空比會導致過短的關斷時間或很低的開關頻率。較低的開關頻率又會造成更高的紋波,并需要較大的磁性元件。 圖1c的電路通過采用一個自耦變壓器,解決了上述困難。由于MOSFET上的峰值電壓降低了,從而能夠采用MAX1605內部的28V MOSFET。整個電路(比8引腳的DIP封裝還小)能夠裝配在一塊6mm x 8.5mm的雙面板上(圖2)。

圖2. 采用MAX1605,該6mm x 8.5mm的DC-DC轉換器將2.5V升壓至75V。頂層和底層的電路布局如圖所示。
圖2. 采用MAX1605,該6mm x 8.5mm的DC-DC轉換器將2.5V升壓至75V。頂層和底層的電路布局如圖所示。

工作原理

將標準的升壓和回掃DC-DC轉換器結合起來,就構成了圖1c所示的混合電路。這種組合結構將次級繞組的回掃電壓疊加到輸進電壓和低級繞組的回掃電壓之上(標準的回掃轉換器僅利用了次級端產生的回掃電壓)。與標準的升壓轉換器相比,這種結構通過限制LX端電壓,利用低壓MOSFET產生了較高的輸出電壓。

變壓器提供了下列優點: 更高的輸出電壓 較小的工作占空比 MOSFET上承受的電壓更低 當變壓器工作在非連續模式下,且MOSFET的峰值電流恒定時,還具有以下優點: 更高的開關頻率產生的輸出紋波更小 更高的紋波頻率 較小的磁性元件 MAX1605以及其它很多升壓轉換器都能夠采用這種結構。最高輸出電壓受限于變壓器的匝數比、變壓器和二極管的額定電壓、MOSFET的額定電壓和漏極電容、以及二極管的反向恢復時間。

標準升壓電路

標準的升壓轉換器如圖1a所示。當MOSFET閉合時,電感電流線性上升;而當MOSFET關斷時,LX端電壓飛升至VOUT + VD,同時電感電流線性下降。直觀地,假如電感花費1/n的時間向輸出傳輸能量,則輸出電壓(VOUT)是輸進電壓(VIN)的n倍,由此導出下列關系式:



其中D為占空比。通過圖3能夠找出理論上的分析證實。這個證實的關鍵之處在于穩態工作,即電流向下的變化量即是電流向上的變化量:



圖3. 分析圖1a電路的電感電流將有助于確定占空比
圖3. 分析圖1a電路的電感電流將有助于確定占空比

這樣,終極的電感電流即是起始的電感電流:



由于它們相等,則



通過將變壓器次級繞組的左端連接至VIN,并取匝數比為1,則圖1b的電路等價于圖1a的電路。由于次級真個二極管能夠被映射至低級端,使回掃轉換器和升壓轉換器之間的關系易于理解。

大于1:1的匝數比提供了一種杠桿作用,能夠答應在較短的占空比下,實現較高的輸出電壓。同樣地,變壓器的節點1能夠連接至任何一個電源,從而以該電源作為基點。由于LX在關斷周期電壓升高,假如將節點1連接至LX端,則可以得到更高的輸出電壓,如圖1c所示。這種連接也有助于獲取一些漏感能量,否則的話,這些能量將被注進MOSFET,在MOSFET的漏極產生高壓尖峰。假如電壓尖峰高出了MOSFET的容許電壓,就必須用一個緩沖電路來消耗掉漏感能量。

圖1b中LX被短接至地,象電感一樣,低級端電流線性上升。二極管反向偏置,沒有電流流過變壓器的次級繞組,這是由于



當LX端開關封閉時,低級端電流終止,但是N × I乘積保持不變:



其中,“P”代表低級端,“S”代表次級端,“initial”代表MOSFET關斷之前的瞬間電流,“final”代表MOSFET關斷之后的瞬間電流。

由于IS_initial = IP_final = 0,所以



圖1c電路完全相似,除了IP_final = IS_final,這樣



為了簡化公式,匝數比‘N’可以表示為:



由于圖1c中的次級端并不是獨立工作,所以這種表示方法與傳統習慣不符,但是N的定義還是比較適合于圖1c。

圖4是圖1c的低級端電流波形。對于那些輸出電壓超過輸進電壓2倍的升壓轉換器來說,關斷時間對于效率的影響相對開通時間更為明顯。假定(對應于升壓轉換器)關斷時間已經通過電感的最小化(LBST)而盡可能地縮短,元件尺寸也隨之減小至一個臨界點,進一步的減小將導致不期看的效率損失。接著,取圖4中的變壓器總電感為LBST的N倍。這是由于低級端電流從IPK/N,而不是IPK值下降,所以低級電感必須為N倍,以保持相同的關斷時間。

圖4. 分析圖1c電路的變壓器低級端電流將有助于確定占空比
圖4. 分析圖1c電路的變壓器低級端電流將有助于確定占空比

低級電感即是:



其中,LTOT為自耦變壓器的總電感。由于LBST即是LTOT的N2分之一,而LTOT即是LBST的N倍,所以LP即是LBST/N。結果是,低級端電流比簡單的升壓轉換器上升得更快。



對于穩定狀態,由圖4可知:



其中,ΔIUP是低級端電流向上的變化量,而ΔIDOWN是電流向下的變化量。ΔIUP和ΔIDOWN可由下式計算:





所以



求出VOUT/VIN為:



圖3和圖4都是按比例繪制,并且具有相同的關斷時間(設置為某個優化的最小值)。圖3和圖4中的陰影區域代表輸出至負載的能量,并且每個脈沖的能量比例于該區域的面積。該能量也可由表達式1/2 L × I2計算(說明:圖4中的電感L大了N倍,而電流I小了N倍)。由于圖1c電路每個脈沖輸出的能量要少,所以輸出紋波小了N倍。這樣,變壓器不僅起到了提升輸出電壓的杠桿作用,而且也降低了輸出紋波。

盡管圖1c結構每個脈沖輸出較少的能量,但是可以通過輸出更多的脈沖來補償,正如圖4所示。圖1c要求一個N倍大的電感,但是飽和電流小了N倍,這是由于低級和次級端僅能夠同時達到IPK/N的峰值電流。在ISAT減小了N倍而同時電感大了N倍的情況下,變壓器的儲能能力也小了N倍。變壓器的尺寸是其儲能能力的函數,所以理論上來講,你可以采用一個物理尺寸減小了N倍的變壓器。實際應用中,可用尺寸往往受限于市場。

輸出紋波

對于非連續導通模式,轉換器輸出紋波可以通過電感或變壓器中能量的變化即是關斷期間輸出電容上的能量變化來計算。由于電感/變壓器的能量在轉換周期末為零,所以忽略負載時紋波可由下式計算:



對于升壓電路,L = LBST、I = IPK,而對于圖1c電路,L = LBST × N、I = IPK/N,所以:



其中,ΔVOUTA是升壓結構的輸出紋波,而ΔVOUTC是圖1c電路的輸出紋波。圖1c的紋波僅為升壓結構的1/N,且開關頻率高N倍。

圖5給出了圖1a和圖1c電路的紋波比較,這兩個電路設計為相同的關斷時間。由于變壓器電路中的占空比經過調整(接近50"),所以控制器在相同的關斷時間內,能夠工作于N倍高的開關頻率。

圖5. 本示意圖對比了圖1a電路產生的紋波和圖1c電路產生的紋波,條件是假設兩者的關斷時間都優化為最小值。
圖5. 本示意圖對比了圖1a電路產生的紋波和圖1c電路產生的紋波,條件是假設兩者的關斷時間都優化為最小值。

效率考慮

在基于變壓器的結構中,主要考慮三個效率損耗因數。變壓器/電感直流電阻以及開關電阻產生的損耗,其值與峰值電流的平方成比例。變壓器的漏感也產生損耗,這是由于變壓器的能量并沒有完全耦合至輸出。當二極管被快速而重度地反向偏置時(MOSFET閉合時),二極管的任何延時(反向恢復時間,tRR)都會帶來明顯的損耗。

開關和變壓器低級繞組的直流阻抗引起的百分比效率損耗,不取決于負載,可以近似為:



其中,ER_LOSS是每個脈沖內由阻抗引起的能量損耗,Edelivered是每個脈沖內輸出的能量。通過積分低級端電阻功耗,阻抗引起的效率損失在較大占空比下可近似為:



其中,D是占空比,以百分比表示,而R是開關阻抗和低級端阻抗之和。對于工作在斷續模式下,應用于圖1a和圖1c電路的方程是完全一樣的。由漏感引起的效率損失可以近似為:



其中,LLeakage是等效至低級真個所有漏感。變壓器的匝數比越高,其漏感越大,頻率越高,每個脈沖內輸出的能量越小,降低效率的因素會變得更為明顯。

變壓器選擇

由于選擇成品變壓器的范圍要比選擇電感窄得多,所以變壓器通常要比能量及能量密度相當的電感花費更多。變壓器的用戶群本來就小,加之可能的變壓器結構形式要比相應的電感結構多很多。這樣,通常是基于定制變壓器進行磁元件設計。

在制定自耦變壓器規格時,先考慮為一個等效的電感。例如,由Toko提供的一種電感:

D32FU 680μH/74mA/20Ω/3.5mm × 3.5mm × 2.2mm。

然后令自耦變壓器端到端特性與此相似。對于一個1:9匝數比的變壓器來說,低級端標稱值將即是6.8μH/740mA/2Ω。該標稱電感值基于參數N2計算得出(這里N即是總匝數除以低級端匝數)。對于一個1:9的匝數比,則總匝數肯定是10的整數倍。在上述計算中,N應該即是10。電感的飽和電流與N成反比,而阻抗與N成正比。

有時侯,溫度限制使最大額定電流不能夠達到N倍;另外,有限的產品可選也限制了理想的設計出發點。在與定制變壓器供貨商討論設計時,該分析提供了一個參考出發點以及合適的范圍。當繞制一個自耦變壓器時,它比一個等效的磁元件所要求的尺寸要小(更小的繞線骨架),這是由于次級端電流更小,繞線可以更細。然而,額外的加工本錢經常阻礙了這種方法的應用。

應用

圖6電路能夠產生75V的APD偏置電源。由于變壓器降低了開關真個電壓應力,所以能夠采用一個小型的6引腳SOT23封裝的器件,如MAX1605。IC內部28V/500mA的MOSFET綽綽有余,這是由于其上承受的峰值電壓僅為VIN + (VOUT - VIN)/N = 17V。若采用更高的匝數比,該電路能夠輸出更高的電壓。

圖6. 本電路布局如圖2所示,用來從2.5V產生75V的輸出電壓。
圖6. 本電路布局如圖2所示,用來從2.5V產生75V的輸出電壓。

圖7為MAX1605的最大輸出電流與輸出電壓和輸進電壓的函數關系(控制器在5"的失調范圍內,丈量的典型值)。

圖7. 最大負載與輸出電壓曲線說明了圖6電路的最大可驅動負載
圖7. 最大負載與輸出電壓曲線說明了圖6電路的最大可驅動負載

對于圖1c電路,輸出紋波可由下式計算:



其中,LP為低級端電感值,IPK為低級端峰值電流(500mA),COUT為輸出電容(0.47μF),VOUT為輸出電壓。在75V輸出時,紋波為16mVP-P。低值電感產生如此低的紋波,這在象圖1a那樣的直接升壓結構中,通常是無法實現的。

即使是16mVP-P的紋波對很多應用來說還不夠小。對于APD的偏置電源來說,電源紋波不答應太高,由于紋波將直接耦合至信號。這樣的應用可以在電源之后加進RC或LC濾波器,但是RC濾波器中的電阻會帶來負載調整誤差。典型負載電流很小,但紋波濾波器可能要求很大的電阻。

由于100V、大容值電容占用較大的板上空間,所以濾波器主要靠阻抗部分。對于一個相同的轉折頻率(采用同樣的電阻和電容),采用圖8電路可以將負載調整誤差降低β倍。盡管引進了固定的VBE壓差,這種方法極大地減小了負載對VOUT的影響。為了在相同級別的負載調整率下達到更大的紋波衰減,可以采用β倍的濾波器電阻。

圖8. 濾波器進一步降低了紋波
圖8. 濾波器進一步降低了紋波

實驗比較:電感和變壓器方式

為了公正地比較高壓轉換器中的電感和變壓器,我們采用具有下列特點的開關轉換器: 外置MOSFET 開關頻率可調 限流可調 提供評估套件 MAX668電流型控制器滿足這些標準,且無須采用前饋電容。在圖9電路中,通過互換變壓器和電感以及MOSFET,用戶能夠比較它們的性能。

圖9. 該電路可以用來產生更大功率和更高的電壓輸出
圖9. 該電路可以用來產生更大功率和更高的電壓輸出

MAX668包括MOSFET驅動器,能夠有效地驅動48nC門極電荷的IRF7401 MOSFET。采用下列元件,就可以構成一個基于電感的150V升壓轉換器。下列元件與MAX668評估板一起使用: 電感:Coilcraft的DO1813P-472HC,4.7μH/2.6A/0.054Ω的電感 超快速二極管:ES1D 200V,15ns的反向恢復時間 MOSFET:IRF640NS 200V,0.15Ω,QG = 67nC,COSS = 185pF,在5.5V柵極驅動下,提供2A以上的電流能力 檢測電阻:50mΩ的檢測電阻 在FB端和某個電源端之間連接一個電阻,通過在FB端吸收或源出電流來調節輸出電壓。接著,將輸出電壓調至150V,輸進電壓調至6V。

對于采用基于電感的解決方案,在150V輸出時,最大負載電流為18mA (2.7W)。6V電源輸進時,峰值效率(65")發生在最大負載下,靜態(空載)電流為91mA。電路中的靜態電流損失回結為二極管的反向恢復時間和MOSFET的漏極電容。在圖10中說明了這些影響。

圖10. 框內圖片(左邊)驗證了ES1D的15ns反向恢復時間的影響;放大的波形(右邊)揭示了由于二極管沒有能夠及時關斷,導致電感電流負向變化。
圖10. 框內圖片(左邊)驗證了ES1D的15ns反向恢復時間的影響;放大的波形(右邊)揭示了由于二極管沒有能夠及時關斷,導致電感電流負向變化。

將電感更換為下面的電感、采用圖1c的結構,就實現了基于變壓器的方案(圖11):

Sumida的CMD-8LN 6313-T036,
LP = 5.6μH, IP = 2.3A, NP:NS = 1:9,
RP = 0.5Ω

圖11. 基于變壓器方式的MAX668電路,即圖9所示的150V升壓DC-DC轉換器輸出的開關波形。
圖11. 基于變壓器方式的MAX668電路,即圖9所示的150V升壓DC-DC轉換器輸出的開關波形。

當采用匝數比1:9的變壓器,僅要求使用22V的MOSFET,在變壓器電路中實際采用了30V的MOSFET (代替了200V的MOSFET)。在輸出150V、25.5mA (3.8W)時,效率還達到了77"。峰值效率為88" (在15mA輸出時),全部的空載電源電流僅為1.8mA。

假如與變壓器一起使用200V的MOSFET,則答應更高的電壓輸出。理論上,200V的MOSFET和1:9的變壓器組合在一起,能夠產生高達2kV的輸出電壓,但實際上,變壓器繞組無法承受如此高的電壓。另外一個困難是,大于1kV的反向快恢復二極管也很少。若使用較慢的反向恢復時間二極管,則應該降低開關速度。

采用Central Semiconductor的400V CMR1U-04二極管(50ns的tRR)替換ES1D二極管,并且改變輸出電容,使該電路能夠產生高達400V的輸出電壓。ES1D二極管不能可靠地產生大于346V的電壓,由于在MOSFET閉合時,其陽極端電壓達到-9 × VIN。當配置VOUT = 330V時,電路能夠輸出9.6mA (3.1W)的電流,效率達到60",并且峰值效率為66" (輸出4mA)。

如前面所述,對于150V的輸出,采用30V的MOSFET顯得更為公道。采用IRF7811W (30V/0.012Ω/QG = 18nC/CDSS = 500pF)代替IRF640NS,盡管導通電阻明顯地降低(從0.15Ω降為0.012Ω),但效率提升很小。當輸出最大負載電25.7mA (150V)時,效率為82.3" (比77")。峰值效率為88" (15.5mA)。圖12匯總了不同情況下的效率曲線。

圖12. 該效率與負載曲線對比了基于變壓器的DC-DC升壓轉換器與基于電感的DC-DC升壓轉換器之間的關系。當采用變壓器時,最大負載能力、靜態電流和效率都得到了極大地改善。
圖12. 該效率與負載曲線對比了基于變壓器的DC-DC升壓轉換器與基于電感的DC-DC升壓轉換器之間的關系。當采用變壓器時,最大負載能力、靜態電流和效率都得到了極大地改善。

有兩個方面對改進效率的作用不大,一個是變壓器的低級端損耗(阻抗損耗和泄漏能量),另一個是MOSFET的容性損耗。起決定作用的損耗來自于變壓器低級阻抗,其阻抗大約0.5Ω??梢園幢壤氐髡低?,以輸出更大的功率。例如,對于一個IPSAT = 5A、LP = 1.7μH的定制變壓器,其輸出功率將達到2倍以上。

除了可以采用更小、更便宜、更高效的MOSFET IRF7811W外,變壓器升壓轉換器還能夠工作在更低的輸進電壓。變壓器的杠桿作用不僅進步了功率密度和轉換效率,降低了紋波,而且還答應使用更小、更便宜的MOSFET,甚至片內的MOSFET。采用變壓器的本錢更大程度上依靠于市場。當體積和功率密度成為第一位時,可考慮采用變壓器方案。



相關型號
MAX1605 內置30V開關的LCD偏置電源 免費樣品
MAX668 1.8V至28V輸進、PWM升壓型控制器,μMAX封裝 免費樣品

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